在上期中，我們探討了優(yōu)化電能計量中隔離式電流檢測的信號鏈成本和精度。

本期，為大家?guī)淼氖恰妒褂没旌蠠岵灏渭軜?gòu)防止高電流故障》，將討論設(shè)計高電流輸入電路保護具有哪些挑戰(zhàn)，以及混合熱插拔電路如何在任何故障情況下保護MOSFET。

引言

隨著云的快速采用，以及物聯(lián)網(wǎng)、人工智能和高性能邊緣計算等技術(shù)趨勢的出現(xiàn)，人們需要更快速、更靈活的企業(yè)系統(tǒng)來高效地管理工作負載。數(shù)據(jù)中心更高的數(shù)據(jù)吞吐量需要耗電量大的高速處理器，這將依靠典型 12V 電源軌的每臺服務(wù)器的電流電平提高至 250A 以上，還需要 20 至 30mF 的負載電容，以滿足系統(tǒng)的瞬態(tài)負載分布要求。

位于每臺服務(wù)器前端的熱插拔電路（結(jié)合使用熱插拔控制器和金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管 [MOSFET]）可針對過載、輸出短路等系統(tǒng)故障提供浪涌電流限制和保護。在系統(tǒng)故障期間，熱插拔控制器可將MOSFET保持在飽和區(qū)域中，從而將故障電流限制在安全水平。但是，在設(shè)計可靠的熱插拔電路時，這些與較大輸出電容相關(guān)聯(lián)的不斷上升的系統(tǒng)電流卻帶來了巨大的挑戰(zhàn)，因為MOSFET處理功率應(yīng)力的能力有限。

本文討論了設(shè)計高電流輸入電路保護具有哪些挑戰(zhàn)，以及將電子保險絲與常規(guī)熱插拔控制器并聯(lián)使用的混合熱插拔電路如何在任何故障情況下保護MOSFET。

傳統(tǒng)熱插拔電路

簡化的熱插拔電路包含一個熱插拔控制器、一個外部電流檢測電阻器和一個功率 MOSFET。在系統(tǒng)故障期間，熱插拔控制器會推動MOSFET在飽和區(qū)域中工作，以限制故障電流，導(dǎo)致MOSFET承受較大的漏源壓降和很高的功率應(yīng)力。

熱插拔控制器通過可編程故障計時器 (TTIMER)實現(xiàn)功率限制方案 (PLIM)，以提供 FET 安全工作區(qū)域 (SOA) 保護。選擇適當(dāng)?shù)?PLIM和 TTIMER值非常重要，可用于確保所選的MOSFET在發(fā)生應(yīng)力事件的最大工作溫度下在其 SOA 限制內(nèi)工作。如果所選的 FET 在設(shè)計中不可行，則您必須選擇具有更高 SOA 的 FET，這讓熱插拔電路設(shè)計變得高度迭代且復(fù)雜。

電子保險絲具有集成的過熱保護電路，可監(jiān)測內(nèi)部 FET 溫度，并在 FET 承受較長時間應(yīng)力時將其關(guān)斷，從而確保 FET 在 SOA 限制內(nèi)工作。目前電子保險絲器件只能在低電流下工作，因此，若要實現(xiàn)高電流電路保護，唯一的選擇便是使用基于FET的外部熱插拔解決方案。

設(shè)計大功率熱插拔解決方案的挑戰(zhàn)

為了確保 FET 一直處于其 SOA 范圍內(nèi)，熱插拔控制器會實現(xiàn)一個功率限制方案，在 FET 的功率損耗達到 PLIM時觸發(fā)故障計時器；如果功率損耗未降至 PLIM以下，則將在 TTIMER之后關(guān)斷 FET。

熱插拔控制器的功率限制控制環(huán)路（如圖 1 所示）包含一個電流檢測放大器，用于監(jiān)測檢測電阻的電壓 (VSNS)，以獲得電流信息，此外還包含一個電壓檢測電路，用于測量 FET 的電壓。將電流檢測放大器和電壓檢測電路的輸出相乘，可以得到 FET 中的功率損耗。將該損耗值與和 PLIM成比例的電壓進行比較后，您可以使用它來調(diào)節(jié)柵極電壓。熱插拔控制器可調(diào)節(jié)柵極電壓，確保MOSFET中的功率損耗始終低于 PLIM。

圖 1：熱插拔控制器中的功率限制環(huán)路

雖然較低的功率限制設(shè)置可降低 FET 上的應(yīng)力，但它也會減少熱插拔控制器需要限制的電流量，因此電流檢測放大器可以檢測的 VSNS也會降低。VSNS較低會導(dǎo)致誤差較大，因為理論上，電流檢測放大器的失調(diào)電壓會限制最小可能功率限制的設(shè)置。方程式 1 針對大多數(shù)熱插拔控制器提供了建議最低檢測電壓 (VSNS-MIN)：

方程式 1

其中，VSNS_CL是電流限制檢測電壓，VIN_MAX是最高輸入電壓，ILIM_CL是電流限制設(shè)置閾值。

高電流應(yīng)用需要較高的電流限制閾值，因此必須設(shè)置更高的 PLIM，才能滿足方程式 1 定義的 VSNS_MIN標(biāo)準(zhǔn)。PLIM升高后，需要更高的MOSFET SOA，最終導(dǎo)致難以找到合適的MOSFET來實現(xiàn)大功率設(shè)計。例如，12V、250A 的設(shè)計要求 FET 能夠在 100°C 處理 560W 的功率應(yīng)力，持續(xù)時間為 1ms，而現(xiàn)有的商用 FET 無法實現(xiàn)這一點。

驅(qū)動大容性負載的挑戰(zhàn)

對于具有較大輸出電容的設(shè)計，輸出 (dv/dt) 控制電路可在啟動期間處理 FET 功率應(yīng)力。放置在柵極-GND 之間的電容器Cdv/dt可限制柵極和輸出電壓的壓擺率，從而限制浪涌電流。

下圖顯示了帶有輸出 dv/dt 控制的典型啟動波形。您必須設(shè)置足夠低的壓擺率和適當(dāng)?shù)腃dv/dt值，確保 MOSFET 保持在其 SOA 范圍內(nèi)。當(dāng) MOSFET 中的功率損耗降低且分布在較長的時間段內(nèi)時，它們可以處理更多能量。因此，隨著輸出電容增加，您需要更高的Cdv/dt來降低 FET 在啟動期間的浪涌電流和功率損耗。例如，要在 SOA 范圍內(nèi)運行特定 FET，10mF 的輸出電容可能需要 47nF 的 Cdv/dt，而 30mF 的輸出電容需要 330nF 的 Cdv/dt。

圖 2：帶有輸出 dv/dt 控制的啟動

啟動至短路期間，熱插拔控制器要求路徑中流過一定量的電流（方程式 2 中的 IDS-INS），才能檢測并觸發(fā)功率限制故障。

方程式 2

較大的 Cdv/dt會減慢柵極電壓斜升速率，導(dǎo)致延遲達到建立 IDS-INS所需的柵極電壓，從而增加故障檢測時間，并致使MOSFET承受很大的 SOA 應(yīng)力，尤其是當(dāng)短路阻抗 (Rshort) 升高時，該阻抗由方程式 3 所定義，如圖 3 所示：

方程式 3

圖 3：高阻抗短路下的柵極電路

圖 4：5mΩ 阻抗短路時 FET 上的功率應(yīng)力

圖 5：50mΩ 阻抗短路時 FET 上的功率應(yīng)力

考慮一個包含兩種不同阻抗的輸出短路：5m? 和 50m?。如果在啟動期間發(fā)生5m? 短路，隨著柵極電壓逐漸升高，短路電流會以更快的速度上升，短短 6ms 便會達到功率限制閾值(300W)。達到閾值后，將觸發(fā)TTIMER并關(guān)斷 FET。另一方面，50m? 短路阻抗會減慢短路電流的上升速度，熱插拔控制器需要花費大約 50ms 來檢測 300W 的功率限制閾值。該瓦數(shù)對應(yīng) 15J 能量，這個巨大的能量可能會損壞FET，如圖 5 所示。

混合熱插拔解決方案

混合熱插拔解決方案包含一個與傳統(tǒng)熱插拔電路并聯(lián)的電子保險絲，如圖 6 所示。在該電路中，電子保險絲將利用其集成的過熱保護功能來應(yīng)對高應(yīng)力事件。

圖 6：混合熱插拔配置

電子保險絲的 PGOOD 信號連接到熱插拔控制器的使能引腳，熱插拔控制器的 PGOOD 信號則連接到下游負載的使能引腳。這些連接可確保：

?熱插拔 FET僅在電子保險絲將大型輸出電容器充電到接近輸入電壓后導(dǎo)通。FET 啟動時兩端電壓幾乎為零，從而在啟動期間消除功率應(yīng)力。

?下游負載僅在熱插拔 FET 得到完全增強后啟用，以便FET提供低阻抗路徑（與電子保險絲相比）并共享大部分負載電流。

? 電子保險絲在所有故障情況下均承受功率應(yīng)力，而熱插拔 FET在任何情況下均不受應(yīng)力影響。

圖 7 說明了啟動期間和不同故障情況下的電路功能。狀態(tài) 1 至 5 描述了啟動期間的事件順序，狀態(tài) 6 至 9 則是不同故障情況的中間狀態(tài)。

圖 7：混合熱插拔解決方案流程圖

混合熱插拔方案的主要優(yōu)勢是，熱插拔 FET SOA 不再那么關(guān)鍵；您可以選擇超低漏源導(dǎo)通電阻 (RDS(ON)) FET，它們通常更便宜，并且能大幅減少FET的數(shù)量。

重要的設(shè)計注意事項

第一個設(shè)計注意事項是熱插拔路徑中并聯(lián)FET的數(shù)量。我們建議讓 FET 在穩(wěn)定狀態(tài)下運行，以便使結(jié)溫低于 100°C。方程式 4 計算了給定負載電流下所需的并聯(lián) FET 數(shù)量：

方程式 4

其中，TJ是 FET 結(jié)溫，ILOAD(MAX)是最大負載電流，Rds(on)是所選 FET 的最大 Rds(on)，RQJA是 FET 的結(jié)至環(huán)境熱阻。

接下來，選擇電子保險絲。TPS1663 電子保險絲有集成的熱調(diào)節(jié)環(huán)路，可在大容性負載下實現(xiàn)零噪聲啟動。

在穩(wěn)定狀態(tài)下，熱插拔路徑提供比電子保險絲路徑更低的阻抗，因此能共享大部分負載電流。熱插拔控制器還決定過流保護閾值，這與傳統(tǒng)熱插拔設(shè)計一樣。應(yīng)將此閾值設(shè)置為剛好超過最大負載電流。

對于電子保險絲，將電流限制設(shè)置為其最大值（TPS1663為 6A），以便在系統(tǒng)啟動期間實現(xiàn)最快的輸出電容器充電速度。

TTIMER對FET SOA來說不再關(guān)鍵，因為在混合熱插拔架構(gòu)中，熱插拔 FET 不受任何應(yīng)力影響。您可以僅根據(jù)負載瞬態(tài)要求選擇故障計時器持續(xù)時間設(shè)置。

大功率設(shè)計使用多個并聯(lián) FET，但熱插拔控制器的柵極驅(qū)動強度有限，這增加了 FET 的開通延遲時間。建議在開啟下游負載時添加額外的延遲（5ms 范圍內(nèi)），以便為熱插拔控制器提供足夠的時間來完全增強FET。

圖 8 顯示了一個使用LM25066 熱插拔控制器和TPS1663 電子保險絲的示例混合熱插拔電路，具有 12V 輸入、250A 負載電流和 30mF 輸出電容。

圖 8：混合熱插拔電路

測試結(jié)果

面向應(yīng)力事件的混合熱插拔解決方案使用LM25066 評估板和用于 TPS26633 和 TPS16630的評估模塊，具有 30mF 輸出電容器和 10A 熱插拔電流限制，而且已經(jīng)過驗證。

圖 9 顯示了該電路的啟動和穩(wěn)定狀態(tài)行為。在啟動期間，為輸出電容器充電所需的整個電流會流經(jīng)電子保險絲，此時熱插拔路徑尚未啟用。啟動階段過后，幾乎整個負載電流都會流經(jīng)熱插拔路徑，因為它是低阻抗路徑。

圖 9：在 30mF 電容下啟動

圖 10 顯示了輸出端短路的電路的啟動行為。電子保險絲在啟動時進入熱調(diào)節(jié)模式，并在熱調(diào)節(jié)超時后關(guān)閉；每隔 650ms 持續(xù)不斷地定期重試，直到輸出故障消除。由于熱插拔 FET 保持關(guān)閉，因此FET上沒有應(yīng)力。

圖 10：啟動至短路

發(fā)生過載故障時，熱插拔電路在關(guān)斷FET前會產(chǎn)生過載電流，并持續(xù)計時器時間。圖 11 顯示了熱插拔 FET 關(guān)斷后，整個負載電流傳輸至電子保險絲路徑，從而觸發(fā)電流限制并最終觸發(fā)熱關(guān)斷。

圖 12 顯示了在穩(wěn)定狀態(tài)下發(fā)生輸出短路故障時的電路行為。熱插拔和電子保險絲都立即關(guān)閉，以保護輸入電源免受損壞。電子保險絲會持續(xù)不斷地定期重試，熱插拔 FET則保持關(guān)斷，直到電子保險絲成功啟動。

圖 11：過載故障期間的電路響應(yīng)

圖 12：輸出短路期間的電路響應(yīng)

結(jié)論

由于服務(wù)器系統(tǒng)的功率級別持續(xù)增長，促使輸入大容量電容提升到 20 至 30mF，以及 12V 電壓軌下的滿負載電流超過 200A。混合熱插拔解決方案使用一個額外的并聯(lián)電子保險絲，不僅解決了傳統(tǒng)保護電路在較高功率級別下的難題，還消除了熱插拔 FET SOA 方面的疑慮，從而簡化了熱插拔設(shè)計，并大幅降低了解決方案成本。混合熱插拔解決方案針對不同的故障情況進行了測試，證明該電路可消除熱插拔 FET上的應(yīng)力。