同步檢測(cè)器可以提取隱藏在本底噪聲中的小信號(hào)，以測(cè)量諸如非常小的電阻、明亮背景下的光吸收或反射或高噪聲水平下的應(yīng)變等特性。

在許多系統(tǒng)中，噪聲隨著頻率接近零而增加。例如，運(yùn)算放大器具有1/f噪聲，并且光測(cè)量會(huì)受到不斷變化的環(huán)境光條件產(chǎn)生的噪聲的影響。將測(cè)量遠(yuǎn)離低頻噪聲會(huì)增加信噪比，從而可以檢測(cè)到較弱的信號(hào)。例如，以幾千赫茲調(diào)制光源有助于測(cè)量反射光，否則反射光會(huì)被掩蓋在噪聲中。圖1顯示了調(diào)制如何恢復(fù)最初低于本底噪聲的信號(hào)。

圖1.調(diào)制信號(hào)使其遠(yuǎn)離噪聲源。

有幾種方法可以調(diào)制激勵(lì)信號(hào)。最簡(jiǎn)單的方法是反復(fù)打開(kāi)和關(guān)閉它。這適用于驅(qū)動(dòng)LED、應(yīng)變計(jì)電橋供電的電壓以及其他類(lèi)型的激勵(lì)。對(duì)于光譜儀器中使用的白熾燈泡和其他不容易打開(kāi)和關(guān)閉的激發(fā)源，可以通過(guò)使用機(jī)械快門(mén)斬波光來(lái)實(shí)現(xiàn)調(diào)制。

窄帶通濾波器可以消除除目標(biāo)頻率之外的所有頻率，從而恢復(fù)原始信號(hào)，但設(shè)計(jì)具有分立元件的所需濾波器可能很困難。或者，同步解調(diào)器可以將調(diào)制信號(hào)移回直流，同時(shí)抑制未與基準(zhǔn)電壓源同步的信號(hào)。使用這種技術(shù)的器件稱(chēng)為鎖相放大器。

圖2顯示了鎖相放大器的簡(jiǎn)單應(yīng)用。以 1 kHz 調(diào)制的光源照亮測(cè)試表面。光電二極管測(cè)量從表面反射的光，這與積累的污染量成正比。參考信號(hào)和測(cè)量信號(hào)是頻率和相位相同但幅度不同的正弦波。驅(qū)動(dòng)光電二極管的參考信號(hào)具有固定的幅度，而測(cè)量信號(hào)的幅度隨反射的光量而變化。

圖2.使用鎖相放大器測(cè)量表面污染。

將兩個(gè)正弦波相乘的結(jié)果是具有和頻和差頻頻率分量的信號(hào)。在這種情況下，兩個(gè)正弦波具有相同的頻率，因此結(jié)果是一個(gè)直流信號(hào)，另一個(gè)信號(hào)是原始頻率的兩倍。負(fù)號(hào)表示它具有 180° 相移。低通濾波器可去除信號(hào)中除直流分量之外的所有內(nèi)容。

在考慮噪聲輸入信號(hào)時(shí)，使用這種技術(shù)的優(yōu)勢(shì)變得明顯。乘法的輸出導(dǎo)致調(diào)制頻率處的信號(hào)僅移回直流，所有其他頻率分量移回其他非零頻率。圖3顯示了一個(gè)在50 Hz和2.5 kHz時(shí)具有強(qiáng)噪聲源的系統(tǒng)。目標(biāo)信號(hào)非常弱，由 1kHz 正弦波調(diào)制。將輸入與基準(zhǔn)電壓相乘的結(jié)果是直流信號(hào)，其他信號(hào)為950 Hz、1050 Hz、1.5 kHz、2 kHz和3.5 kHz。直流信號(hào)包含所需的信息，因此低通濾波器可以消除其他頻率。

圖3.同步解調(diào)在存在1 Hz和50.2 kHz的強(qiáng)噪聲源時(shí)，會(huì)拾取5 kHz的微弱信號(hào)。

任何接近目標(biāo)信號(hào)的噪聲分量都將出現(xiàn)在接近直流的頻率下，因此選擇附近沒(méi)有強(qiáng)噪聲源的調(diào)制頻率非常重要。如果無(wú)法做到這一點(diǎn)，則需要具有極低截止頻率和尖銳響應(yīng)的低通濾波器，但代價(jià)是建立時(shí)間較長(zhǎng)。

實(shí)際鎖定實(shí)現(xiàn)

產(chǎn)生正弦波來(lái)調(diào)制信號(hào)源可能不切實(shí)際，因此某些系統(tǒng)使用方波代替。產(chǎn)生方波激勵(lì)比產(chǎn)生正弦波要簡(jiǎn)單得多，因?yàn)樗梢酝ㄟ^(guò)一些簡(jiǎn)單的事情來(lái)完成，例如切換模擬開(kāi)關(guān)或MOSFET的微控制器引腳。

圖4顯示了實(shí)現(xiàn)鎖相放大器的簡(jiǎn)單方法。微控制器或其他設(shè)備產(chǎn)生方波激勵(lì)，使傳感器響應(yīng)。第一個(gè)放大器是光電二極管的跨阻放大器或應(yīng)變計(jì)的儀表放大器。

激勵(lì)傳感器的相同信號(hào)控制ADG619 SPDT開(kāi)關(guān)。當(dāng)激勵(lì)信號(hào)為正時(shí)，放大器的增益配置為+1。當(dāng)激勵(lì)為負(fù)時(shí)，放大器的增益配置為–1。這在數(shù)學(xué)上等效于將測(cè)量信號(hào)乘以參考方波。輸出RC濾波器去除其他頻率的信號(hào)，因此輸出電壓是直流信號(hào)，等于測(cè)量方波峰峰值電壓的一半。

圖4.使用方波激勵(lì)的鎖相放大器。

雖然電路很簡(jiǎn)單，但選擇合適的運(yùn)算放大器很重要。交流耦合輸入級(jí)可消除大部分低頻輸入噪聲，但不會(huì)消除最后一個(gè)放大器的1/f噪聲和失調(diào)誤差。ADA4077-1精密放大器在250.0 Hz至1 Hz范圍內(nèi)具有10 nV p-p噪聲和0.55 μV/°C失調(diào)漂移，非常適合該應(yīng)用。

基于方波的鎖相放大器很簡(jiǎn)單，但其噪聲抑制不如使用正弦波的鎖相放大器。圖5顯示了方波激勵(lì)和參考信號(hào)的頻域表示。方波由基波和所有奇次諧波的無(wú)限正弦波和組成。將兩個(gè)相同頻率的方波相乘涉及將參考的每個(gè)正弦分量乘以測(cè)量信號(hào)的每個(gè)正弦分量。結(jié)果是一個(gè)直流信號(hào)，其中包含來(lái)自方波每個(gè)諧波的能量。以奇次諧波頻率出現(xiàn)的不需要的信號(hào)不會(huì)被濾除，盡管它們會(huì)根據(jù)它們落入的諧波而縮小。因此，選擇諧波不在任何已知噪聲源的頻率或諧波處的調(diào)制頻率非常重要。例如，要抑制線路噪聲，請(qǐng)選擇 1.0375 kHz 的調(diào)制頻率（與 50 Hz 或 60 Hz 的諧波不一致），而不是使用 1 kHz，即 20 Hz 的第 50 次諧波。

即使有這個(gè)缺點(diǎn)，電路也簡(jiǎn)單且成本低。與嘗試進(jìn)行直流測(cè)量相比，使用低噪聲放大器并選擇正確的調(diào)制頻率仍然可以帶來(lái)很大的改進(jìn)。

圖5.如果輸入信號(hào)（A）和參考（B）都是方波，則將它們相乘（C）可以有效地解調(diào)輸入信號(hào)的每個(gè)諧波。

簡(jiǎn)單、集成的替代方案

圖4所示電路需要一個(gè)運(yùn)算放大器、一個(gè)開(kāi)關(guān)和一些分立元件，以及一個(gè)微控制器的參考時(shí)鐘。另一種方法是使用集成同步解調(diào)器，如圖6所示。ADA2200包括一個(gè)緩沖輸入、一個(gè)可編程IIR濾波器、一個(gè)乘法器和一個(gè)將參考信號(hào)偏移90°的模塊，便于測(cè)量或補(bǔ)償參考時(shí)鐘和輸入信號(hào)之間的相移。

圖6.ADA2200框圖

使用ADA2200實(shí)現(xiàn)鎖相檢測(cè)電路只需施加64×所需基準(zhǔn)頻率的時(shí)鐘頻率，如圖7所示?？删幊虨V波器的默認(rèn)配置為帶通響應(yīng)，無(wú)需對(duì)信號(hào)進(jìn)行交流耦合。采樣模擬輸出生成的鏡像約為采樣速率的倍數(shù)，因此RC濾波器后接Σ-? ADC可以去除這些鏡像，并僅測(cè)量信號(hào)的解調(diào)直流分量。

圖7.采用ADA2200實(shí)現(xiàn)鎖相放大器

改進(jìn)方波鎖相電路

圖8顯示了對(duì)方波調(diào)制電路的改進(jìn)。傳感器用方波激勵(lì)，但測(cè)量信號(hào)乘以相同頻率和相位的正弦波?，F(xiàn)在，只有基頻的信號(hào)成分將移動(dòng)到直流，而所有其他諧波將移動(dòng)到非零頻率。這使得使用低通濾波器很容易消除測(cè)量信號(hào)中除直流分量之外的所有內(nèi)容。

圖8.使用正弦波作為參考信號(hào)可防止噪聲解調(diào)為直流。

另一個(gè)困難是，參考信號(hào)和測(cè)量信號(hào)之間的任何相移都會(huì)產(chǎn)生比它們完全同相時(shí)更小的輸出。如果傳感器信號(hào)調(diào)理電路包括引入相位延遲的濾波器，則可能會(huì)發(fā)生這種情況。使用模擬鎖相放大器時(shí)，解決這個(gè)問(wèn)題的唯一方法是在參考信號(hào)路徑中包括額外的相位補(bǔ)償電路。這并非易事，因?yàn)殡娐繁仨毧烧{(diào)節(jié)以補(bǔ)償不同的相位延遲，并且會(huì)隨溫度和元件容差而變化。更簡(jiǎn)單的替代方法是添加第二級(jí)，將測(cè)量信號(hào)與基準(zhǔn)電壓源的90°相移版本相乘。第二階段的結(jié)果將是與輸入的異相分量成比例的信號(hào)，如圖9所示。

兩個(gè)乘法器級(jí)之后的低通濾波器輸出是與輸入的同相（I）和正交（Q）分量成比例的低頻信號(hào)。要計(jì)算輸入信號(hào)的幅度，只需取I和Q輸出的平方和。這種架構(gòu)的另一個(gè)好處是，它允許計(jì)算激勵(lì)/參考信號(hào)和輸入之間的相位。

圖9.使用參考信號(hào)的正交版本來(lái)計(jì)算幅度和相位。

到目前為止討論的所有鎖相放大器都會(huì)產(chǎn)生激勵(lì)傳感器的參考信號(hào)。最后一個(gè)改進(jìn)是允許外部信號(hào)作為參考。例如，圖10顯示了一個(gè)使用寬帶白熾燈測(cè)試表面光學(xué)特性的系統(tǒng)。像這樣的系統(tǒng)可以測(cè)量鏡子的反射率或表面上的污染量等參數(shù)。使用機(jī)械斬波盤(pán)調(diào)制白熾燈源比應(yīng)用電子調(diào)制要簡(jiǎn)單得多。斬波盤(pán)附近的低成本位置傳感器產(chǎn)生方波參考信號(hào)，為鎖相放大器供電。鎖相環(huán)不是直接使用該信號(hào)，而是產(chǎn)生與輸入基準(zhǔn)電壓源頻率和相位相同的正弦波。這種方法的一個(gè)警告是，內(nèi)部產(chǎn)生的正弦波必須具有低失真。

圖 10.使用PLL鎖定外部參考信號(hào)。

雖然該系統(tǒng)可以使用分立式PLL和乘法器來(lái)實(shí)現(xiàn)，但使用FPGA實(shí)現(xiàn)鎖相放大器功能會(huì)帶來(lái)一些性能優(yōu)勢(shì)。圖11所示為采用FPGA構(gòu)建的鎖相放大器，其前端基于零漂移放大器ADA4528-1和7175位Σ-?ADC24。該應(yīng)用不需要非常高的帶寬，因此鎖相放大器的等效噪聲帶寬可以設(shè)置為50 Hz。被測(cè)器件是任何可以從外部激勵(lì)的傳感器。該放大器的噪聲增益配置為20，以利用ADC的滿量程范圍。雖然直流誤差不會(huì)影響測(cè)量，但必須將失調(diào)漂移和1/f噪聲降至最低，因?yàn)樗鼈儠?huì)降低可用的動(dòng)態(tài)范圍，特別是當(dāng)放大器配置為高增益時(shí)。

ADA4528-1的最大輸入失調(diào)誤差為2.5 μV，僅為采用10.7175 V基準(zhǔn)電壓源時(shí)AD2滿量程輸入范圍的5 ppm。ADC之后的數(shù)字高通濾波器可消除任何直流失調(diào)和低頻噪聲。要計(jì)算輸出噪聲，首先要計(jì)算AD7175的電壓噪聲密度。數(shù)據(jù)手冊(cè)規(guī)定了5.9 μV rms時(shí)的噪聲，輸出數(shù)據(jù)速率為50 kSPS，使用sinc5 + sinc1濾波器并啟用輸入緩沖器。這些設(shè)置下的等效噪聲帶寬為21.7 kHz，導(dǎo)致電壓噪聲密度為40 nV/√Hz。

ADA5的9.4528 nV/√Hz寬帶輸入噪聲在輸出端顯示為118 nV√Hz，組合噪聲密度為125 nV/√Hz。由于數(shù)字濾波器的等效噪聲帶寬僅為50 Hz，因此輸出噪聲為881 nV rms。輸入范圍為±2.5 V，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍為126 dB。帶寬可以通過(guò)調(diào)整低通濾波器的頻率響應(yīng)來(lái)?yè)Q取動(dòng)態(tài)范圍。例如，將濾波器設(shè)置為1 Hz帶寬將產(chǎn)生143 dB的動(dòng)態(tài)范圍，將帶寬設(shè)置為250 Hz會(huì)產(chǎn)生119 dB的動(dòng)態(tài)范圍。

圖 11.基于 FPGA 的鎖相放大器。

數(shù)字鎖相環(huán)產(chǎn)生鎖定在激勵(lì)信號(hào)上的正弦波，該正弦波可以在內(nèi)部或外部產(chǎn)生，并且不必是正弦波。參考正弦波中的任何諧波都會(huì)與輸入信號(hào)相乘，解調(diào)諧波頻率下存在的噪聲和其他不需要的信號(hào)，就像兩個(gè)方波相乘一樣。以數(shù)字方式生成參考正弦波的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是，通過(guò)調(diào)整數(shù)值精度可以獲得非常低的失真。

圖12顯示了使用4位、8位、16位和32位精度的四個(gè)數(shù)字生成的正弦波。顯然，使用4位精度導(dǎo)致的性能與圖5沒(méi)有太大區(qū)別，但使用更高的精度可以迅速改善這種情況。對(duì)于16位精度，生成具有如此低總諧波失真（THD）的模擬信號(hào)將很困難，而對(duì)于32位，THD超過(guò)-200 dB，因此無(wú)法與模擬電路匹配。此外，這些是數(shù)字生成的信號(hào)，因此它們是完全可重復(fù)的。一旦數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)并進(jìn)入FPGA，就不會(huì)增加額外的噪聲或漂移。

乘法器之后，低通濾波器去除任何高頻分量，輸出信號(hào)的同相和正交分量。由于等效噪聲帶寬僅為50 Hz，因此沒(méi)有理由以250 kSPS的原始采樣速率傳輸數(shù)據(jù)。低通濾波器可以包括一個(gè)抽取級(jí)，以降低輸出數(shù)據(jù)速率。最后一步是計(jì)算同相和正交分量輸入信號(hào)的幅度和相位。

圖 12.數(shù)值生成的正弦波具有不同的數(shù)值精度。

結(jié)論

埋在本底噪聲中的小低頻信號(hào)可能難以測(cè)量，但應(yīng)用調(diào)制和鎖相放大器技術(shù)可以提供高精度測(cè)量。在最簡(jiǎn)單的形式中，鎖相放大器可以是在兩個(gè)增益之間切換的運(yùn)算放大器。雖然這不會(huì)帶來(lái)最低的噪聲性能，但與簡(jiǎn)單的直流測(cè)量相比，該電路的簡(jiǎn)單性和低成本使其具有吸引力。該電路的一個(gè)改進(jìn)是使用正弦波基準(zhǔn)和乘法器，但這在模擬域中實(shí)現(xiàn)可能具有挑戰(zhàn)性。為了獲得最終性能，請(qǐng)考慮使用低噪聲、高分辨率Σ-?ADC對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化處理，從而產(chǎn)生參考正弦波和數(shù)字域中的所有其他元件。

審核編輯：郭婷