RF測試筆記是業(yè)界一線工程師們通過理論和實踐相結(jié)合的方式介紹射頻微波測試技術(shù)的專欄，主要涵蓋噪聲系數(shù)、數(shù)字調(diào)制、矢網(wǎng)、頻譜分析、脈沖信號等內(nèi)容。

在前面關(guān)于數(shù)字調(diào)制的文章中分別介紹了IQ 調(diào)制的基本理論及調(diào)制解調(diào)的數(shù)學(xué)解析及圖解過程（數(shù)字調(diào)制系列：如何理解IQ ？、數(shù)字調(diào)制系列：IQ基本理論、數(shù)字調(diào)制系列：IQ調(diào)制及解調(diào)簡述），闡述了常見的數(shù)字調(diào)制方式，并解釋了為什么經(jīng)過IQ 調(diào)制器之后帶寬會翻倍的原因。本文將著重介紹模擬IQ 調(diào)制器的特性，為后面的IQ 調(diào)制性能驗證測試作準(zhǔn)備。

模擬IQ 調(diào)制器包含Mixer，在上變頻的過程中，勢必會產(chǎn)生鏡頻產(chǎn)物。當(dāng)輸出無頻偏信號時，即信號中心頻率與調(diào)制器的LO 信號頻率相同時，相當(dāng)于采用的是Zero-IF 機(jī)制，鏡頻產(chǎn)物與信號本身不可分割，即使通過濾波器也無法濾除鏡頻。慶幸的是，采用IQ調(diào)制及解調(diào)器，即使存在鏡頻產(chǎn)物，依然可以恢復(fù)出原始的IQ信號。這也是為什么模擬IQ 調(diào)制器之后不需要鏡頻抑制濾波器的原因。

由于這種正交架構(gòu)，IQ 調(diào)制器本身是具有一定鏡頻抑制能力的，但是只有在輸出具有一定頻偏的信號時，即信號中心頻率與LO 信號頻率不同時，才能體現(xiàn)出鏡頻抑制特性。下面將通過一些特殊的基帶IQ 信號進(jìn)行解析分析，闡述影響鏡頻抑制特性的因素，及如何改善鏡頻抑制特性。

1. IQ 信號幅度平衡性對鏡頻抑制的影響

IQ信號幅度不平衡（即幅度不同），要么是輸入至調(diào)制器的I 和Q 信號的幅度不平衡，要么是調(diào)制器具有一定的增益不平衡（即I 和Q 兩路的增益不同），這些都會影響對鏡頻的抑制能力。

令i（t）=Acoswbt，q（t）=sinwbt，則經(jīng)過IQ調(diào)制輸出的射頻信號s（t）為

s（t）=Acoswbt· coswct - sinwbt · sinwct

積化和差得

s（t）=0.5（A+1）cos（wc+wb）t + 0.5（A-1）cos（wc-wb）t

當(dāng)A=1時，射頻信號中只有上邊帶（wc+wb）分量；

當(dāng)A=-1時，射頻信號中只有下邊帶（wc-wb）分量；

當(dāng)A≠±1時，射頻信號中同時包含上邊帶（wc+wb）和下邊帶（wc-wb）兩個分量。

以上通過解析方式介紹了IQ 調(diào)制器的鏡頻抑制特性，其實通過圖解方法也可以清晰簡便地進(jìn)行說明。下面考慮A=1的情況，圖1 給出了載波信號的傅里葉變換，這是雙邊帶頻譜，基帶信號經(jīng)過IQ 調(diào)制器實現(xiàn)了頻譜的搬移，圖2分別給出了調(diào)制器兩個支路上的頻譜變換情況，最終經(jīng)過合路器合路后，下邊帶分量相互抵消，只剩下上邊帶分量。

圖1. 載波信號的傅里葉變換（雙邊帶頻譜）

圖2. IQ 調(diào)制過程頻譜變換示意圖

當(dāng)A≠±1時，射頻信號中同時包含上下邊帶，定義邊帶抑制比為：20lg│A+1│/│A-1│ （dB）。

如何改善鏡頻抑制能力呢？

IQ 調(diào)制器兩個支路的增益不平衡特性已經(jīng)無法調(diào)整，但是可以在基帶側(cè)通過調(diào)整I 和Q 兩路波形的幅度大小改善鏡頻抑制。矢量信號發(fā)生器VSG及任意波信號發(fā)生器AWG均提供了IQ Gain Imbalance調(diào)整參數(shù)，對其進(jìn)行微調(diào)即可改善鏡頻抑制。

2. IQ 正交性對鏡頻抑制的影響

正交性包括兩個方面：（1） 基帶信號I 和Q 之間的正交性；（2） IQ 調(diào)制器兩個Mixer 的LO 信號之間的正交性。如果正交性不好，當(dāng)產(chǎn)生無頻偏的數(shù)字調(diào)制信號時會帶來調(diào)制和解調(diào)的誤差（EVM、BER 惡化），另一方面在產(chǎn)生單邊帶信號時，會惡化鏡頻抑制特性。

令i（t）=cos（wbt+?），q（t）=sinwbt，則IQ 調(diào)制器輸出的射頻信號為

s（t）=cos（wbt+?）· coswct - sinwbt · sinwct

積化和差得

s（t）=0.5（1+cos?）·cos（wc+wb）t-0.5sin?·sin（wc+wb）t-0.5（1-cos?）·cos（wc-wb）t+0.5sin?·sin（wc-wb）t

對于（wc+wb）分量，令a=0.5（1+cos?），b=0.5sin?，則取θ滿足如下關(guān)系：

cosθ=a/√（ a2+b2），sinθ=b/√（ a2+b2）

類似地，對于（wc-wb）分量，令c=0.5（1-cos?），b=0.5sin?，則取θ1滿足如下關(guān)系：

cosθ1=c/√（c2+b2），sinθ1=b/√（c2+b2）

以上公式代入s（t），最終可得

s（t）=0.707√（1+cos?）·cos［（wc+wb）t+θ］+0.707√（1-cos?）·cos［（wc-wb）t-θ1］

由正交誤差?造成的鏡頻抑制度為：10lg（1+cos?）/（1-cos?） （dB）。

以上是從基帶I 和Q 信號的正交性著手分析對鏡頻抑制特性的影響，如果基帶信號理想正交，而IQ 調(diào)制器兩個Mixer 的LO 正交性不好，整個推導(dǎo)過程是類似的，此處不再贅述。當(dāng)然，IQ 調(diào)制器的特性已經(jīng)固定，只能通過調(diào)整基帶信號的正交性改善鏡頻抑制能力。

3. IQ 調(diào)制器的載波抑制特性

IQ 調(diào)制器除了可以抑制鏡頻外，在數(shù)字調(diào)制過程中還可以抑制載波。理論上，只要模擬I 和Q 信號中沒有DC 分量，而且IQ 調(diào)制器是理想的，那么輸出的射頻寬帶信號中將沒有載波。但是實際產(chǎn)生的寬帶信號總是具有一定的載波泄露，來源于兩部分：（1） IQ 信號中包含一定的DC 分量；（2） IQ 調(diào)制器中Mixer 的LO 泄露。

對于數(shù)字調(diào)制信號而言，載波泄露是一種帶內(nèi)干擾，如果載波分量較強(qiáng)，將直接影響整個系統(tǒng)的通信質(zhì)量。因此，要盡量降低載波泄露。通常在基帶側(cè)微調(diào)I Offset 或者Q Offset 來改善載波抑制特性，這相當(dāng)于引入DC 分量，如果設(shè)置的DC 的量和極性合適，I 和Q 兩路引起的載波泄露將相互抵消，甚至可以抵消Mixer 的LO 泄露帶來的影響。

以上介紹了IQ 調(diào)制器的鏡頻抑制及載波抑制特性，這些都是IQ 調(diào)制器固有的特性，也是性能驗證測試中必測的項目。此外，IQ 調(diào)制器還有幅頻響應(yīng)、三階交調(diào)等參數(shù)，這些也都是需要測試的。不同的測試項目需要不同的測試設(shè)備和測試方法，這將是后面要介紹的內(nèi)容……
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